1、1號(hào)板信號(hào)源模塊 1塊
2、2號(hào)板小信號(hào)放大模塊 1塊
3、6號(hào)板頻率計(jì)模塊 1塊
4、示波器 SDS1102CML
5、高頻信號(hào)發(fā)生器 SDG2102E
6、頻率計(jì) SP1500C
圖1-1 單調(diào)諧小信號(hào)放大電路圖
小信號(hào)諧振放大器是接收機(jī)的前端電路，主要用于高頻小信號(hào)或微弱信號(hào)的線形放大。實(shí)驗(yàn)單元電路由晶體管N1和選頻回路T1組成，不僅對(duì)高頻小信號(hào)放大，而且還有選頻作用。本實(shí)驗(yàn)中單調(diào)諧小信號(hào)放大的諧振頻率為fs=10.7MHz。
放大器各項(xiàng)性能指標(biāo)及測(cè)量方法如下：
1、諧振頻率
放大器的調(diào)諧回路諧振時(shí)所對(duì)應(yīng)的頻率f0稱為放大器的諧振頻率，對(duì)于圖1-1所示電路（也是以下各項(xiàng)指標(biāo)所對(duì)應(yīng)電路），f0的表達(dá)式為
式中，L為調(diào)諧回路電感線圈的電感量；
為調(diào)諧回路的總電容，
的表達(dá)式為
式中， Coe為晶體管的輸出電容；Cie為晶體管的輸入電容；P1為初級(jí)線圈抽頭系數(shù)；P2為次級(jí)線圈抽頭系數(shù)。
諧振頻率f0的測(cè)量方法是：
用掃頻儀作為測(cè)量?jī)x器，測(cè)出電路的幅頻特性曲線，調(diào)變壓器T的磁芯，使電壓諧振曲線的峰值出現(xiàn)在規(guī)定的諧振頻率點(diǎn)f0。
2、電壓放大倍數(shù)
放大器的諧振回路諧振時(shí)，所對(duì)應(yīng)的電壓放大倍數(shù)AV0稱為調(diào)諧放大器的電壓放大倍數(shù)。AV0的表達(dá)式為
式中，
為諧振回路諧振時(shí)的總電導(dǎo)。要注意的是yfe本身也是一個(gè)復(fù)數(shù)，所以諧振時(shí)輸出電壓V0與輸入電壓Vi相位差不是180o 而是為180o+Φfe。
AV0的測(cè)量方法是：在諧振回路已處于諧振狀態(tài)時(shí)，用高頻電壓表測(cè)量圖1-1中輸出信號(hào)V0及輸入信號(hào)Vi的大小，則電壓放大倍數(shù)AV0由下式計(jì)算：
AV0 = V0 / Vi 或 AV0 = 20 lg (V0 /Vi) dB
3、通頻帶
由于諧振回路的選頻作用，當(dāng)工作頻率偏離諧振頻率時(shí)，放大器的電壓放大倍數(shù)下降，習(xí)慣上稱電壓放大倍數(shù)AV下降到諧振電壓放大倍數(shù)AV0的0.707倍時(shí)所對(duì)應(yīng)的頻率偏移稱為放大器的通頻帶BW，其表達(dá)式為
BW = 2△f0.7 = f0/QL
式中，QL為諧振回路的有載品質(zhì)因數(shù)。
分析表明，放大器的諧振電壓放大倍數(shù)AV0與通頻帶BW的關(guān)系為
上式說(shuō)明，當(dāng)晶體管選定即yfe確定，且回路總電容
為定值時(shí)，諧振電壓放大倍數(shù)AV0與通頻帶BW的乘積為一常數(shù)。這與低頻放大器中的增益帶寬積為一常數(shù)的概念是相同的。
通頻帶BW的測(cè)量方法：是通過(guò)測(cè)量放大器的諧振曲線來(lái)求通頻帶。測(cè)量方法可以是掃頻法，也可以是逐點(diǎn)法。逐點(diǎn)法的測(cè)量步驟是：先調(diào)諧放大器的諧振回路使其諧振，記下此時(shí)的諧振頻率f0及電壓放大倍數(shù)AV0然后改變高頻信號(hào)發(fā)生器的頻率（保持其輸出電壓VS不變），并測(cè)出對(duì)應(yīng)的電壓放大倍數(shù)AV0。由于回路失諧后電壓放大倍數(shù)下降，所以放大器的諧振曲線如圖1-2所示。
可得： 
通頻帶越寬放大器的電壓放大倍數(shù)越小。要想得到一定寬度的通頻寬，同時(shí)又能提高放大器的電壓增益，除了選用yfe較大的晶體管外，還應(yīng)盡量減小調(diào)諧回路的總電容量CΣ。如果放大器只用來(lái)放大來(lái)自接收天線的某一固定頻率的微弱信號(hào)，則可減小通頻帶，盡量提高放大器的增益。
圖1-3 雙調(diào)諧小信號(hào)放大電路圖
為了克服單調(diào)諧回路放大器的選擇性差、通頻帶與增益之間矛盾較大的缺點(diǎn)，可采用雙調(diào)諧回路放大器。雙調(diào)諧回路放大器具有頻帶寬、選擇性好的優(yōu)點(diǎn)，并能較好地解決增益與通頻帶之間的矛盾，從而在通信接收設(shè)備中廣泛應(yīng)用。
在雙調(diào)諧放大器中，被放大后的信號(hào)通過(guò)互感耦合回路加到下級(jí)放大器的輸入端，若耦合回路初、次級(jí)本身的損耗很小，則均可被忽略。
1、電壓增益為
2、通頻帶
為弱耦合時(shí)，諧振曲線為單峰；
為強(qiáng)耦合時(shí)，諧振曲線出現(xiàn)雙峰；
臨界耦合時(shí)，雙調(diào)諧放大其的通頻帶
BW = 2△f0.7 = 
fo/QL
（一）單調(diào)諧小信號(hào)放大器單元電路實(shí)驗(yàn)
單調(diào)諧小信號(hào)放大電路連線框圖
注：圖中符號(hào)
表示高頻連接線。
源端口 | 目的端口 | 連線說(shuō)明 |
1號(hào)板：RF OUT1 （Vp-p=200mV f=10.7M） | 2號(hào)板：P3 | 高頻小信號(hào)輸入 |
1號(hào)板：RF OUT2 | 6號(hào)板：P3 | 頻率計(jì)觀察輸入頻率 |
保持輸入信號(hào)頻率不變，調(diào)節(jié)信號(hào)源模塊的幅度旋鈕，改變單調(diào)諧放大電路中輸入信號(hào)TP3的幅度。用示波器觀察在不同幅度信號(hào)下TP1處的輸出信號(hào)的峰值電壓，并將對(duì)應(yīng)的實(shí)測(cè)值填入下表，計(jì)算電壓增益Avo。在坐標(biāo)軸中畫出動(dòng)態(tài)曲線。
輸入信號(hào)fs（MHz） | 10.7MHz | |||
輸入信號(hào)Vi（mv）TP3 | 50 | 100 | 200 | 300 |
輸出信號(hào)Vo（v）TP1 |
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增益Avo（dB） |
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輸入信號(hào)Vi（mv）TP3 | 200mv | |||||||
輸入信號(hào)fs（MHz） | 10.4 | 10.5 | 10.6 | 10.7 | 10.8 | 10.9 | 11.0 | 11.1 |
輸出信號(hào)Vo（v）TP1 |
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增益（dB） |
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幅度-頻率特性測(cè)試
雙調(diào)諧小信號(hào)放大電路連線框圖
注：圖中符號(hào)表示高頻連接線。
源端口 | 目的端口 | 連線說(shuō)明 |
1號(hào)板：RF OUT1 （Vp-p=150mV f=465K） | 2號(hào)板：P5 | 高頻小信號(hào)輸入 |
1號(hào)板：RF OUT2 | 6號(hào)板：P3 | 頻率計(jì)觀察輸入頻率 |
保持輸入信號(hào)頻率不變，調(diào)節(jié)信號(hào)源模塊的幅度旋鈕，改變單調(diào)諧放大電路中輸入信號(hào)TP6的幅度。用示波器觀察在不同幅度信號(hào)下TP7處的輸出信號(hào)的峰值電壓，并將對(duì)應(yīng)的實(shí)測(cè)值填入下表，計(jì)算電壓增益Avo。在坐標(biāo)軸中畫出動(dòng)態(tài)曲線。
輸入信號(hào)fs（KHz） | 465KHz | |||
輸入信號(hào)Vi（mv）TP6 | 50 | 100 | 150 | 200 |
輸出信號(hào)Vo（v）TP7 |
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增益Avo（dB） |
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輸入信號(hào)Vi（mv）TP6 | 150mv | |||||||
輸入信號(hào)fs（KHz） | 435 | 445 | 455 | 465 | 475 | 485 | 495 | 505 |
輸出信號(hào)Vo（v）TP7 |
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增益（dB） |
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幅度-頻率特性測(cè)試
一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?/strong>
二、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容
三、實(shí)驗(yàn)儀器
四、實(shí)驗(yàn)原理與電路
圖3-1 二極管雙平衡混頻器
二極管雙平衡混頻器的電路圖示見(jiàn)圖3-1。圖中VS為輸入信號(hào)電壓，VL 為本機(jī)振蕩電壓。在負(fù)載RL上產(chǎn)生差頻和合頻，還夾雜有一些其它頻率的無(wú)用產(chǎn)物，再接上一個(gè)濾波器（圖中未畫出）
二極管雙平衡混頻器的最大特點(diǎn)是工作頻率極高，可達(dá)微波波段，由于二極管雙平衡混頻器工作于很高的頻段。圖3-1中的變壓器一般為傳輸線變壓器。
二極管雙平衡混頻器的基本工作原理是利用二極管伏安特性的非線性。眾所周知，二極管的伏安特性為指數(shù)律，用冪級(jí)數(shù)展開(kāi)為
當(dāng)加到二極管兩端的電壓v為輸入信號(hào)VS和本振電壓VL之和時(shí)，V2項(xiàng)產(chǎn)生差頻與和頻。其它項(xiàng)產(chǎn)生不需要的頻率分量。由于上式中u的階次越高，系數(shù)越小。因此，對(duì)差頻與和頻構(gòu)成干擾最嚴(yán)重的是v的一次方項(xiàng)（因其系數(shù)比v2項(xiàng)大一倍）產(chǎn)生的輸入信號(hào)頻率分量和本振頻率分量。
用兩個(gè)二極管構(gòu)成雙平衡混頻器和用單個(gè)二極管實(shí)現(xiàn)混頻相比，前者能有效的抑制無(wú)用產(chǎn)物。雙平衡混頻器的輸出僅包含（pωL±ωS）（p為奇數(shù)）的組合頻率分量，而抵消了ωL、ωC以及p為偶數(shù)（pωL±ωS）眾多組合頻率分量。
下面我們直觀的從物理方面簡(jiǎn)要說(shuō)明雙平衡混頻器的工作原理及其對(duì)頻率為ωL及ωS的抑制作用。
（a）
（b）
圖3-2 雙平衡混頻器拆開(kāi)成兩個(gè)單平衡混頻器
在實(shí)際電路中，本振信號(hào)VL遠(yuǎn)大于輸入信號(hào)VS。在VS變化范圍內(nèi)，二極管的導(dǎo)通與否，完全取決于VL。因而本振信號(hào)的極性，決定了哪一對(duì)二極管導(dǎo)通。當(dāng)VL上端為正時(shí)，二極管D3和D4導(dǎo)通，D1和D2截止；當(dāng) 上端為負(fù)時(shí)，二極管D1和D2導(dǎo)通，D3和D4截止。這樣，將圖3-1所示的雙平衡混頻器拆開(kāi)成圖3-2（a）和（b）所示的兩個(gè)單平衡混頻器。圖3-2（a）是VL上端為負(fù)、下端正期間工作；3-2（b）是VL上端為正、下端為負(fù)期間工作。
由圖3-2（a）和（b）可以看出，VL單獨(dú)作用在RL上所產(chǎn)生的ωL分量，相互抵消，故RL上無(wú)ωL分量。由VS產(chǎn)生的分量在VL上正下負(fù)期間，經(jīng)D3產(chǎn)生的分量和經(jīng)D4產(chǎn)生的分量在RL上均是自下經(jīng)上。但在VL下正上負(fù)期間，則在RL上均是自上經(jīng)下。即使在VL一個(gè)周期內(nèi)，也是互相抵消的。但是VL的大小變化控制二極管電流的大小，從而控制其等效電阻，因此VS在VL瞬時(shí)值不同情況下所產(chǎn)生的電流大小不同，正是通過(guò)這一非線性特性產(chǎn)生相乘效應(yīng)，出現(xiàn)差頻與和頻。
2、電路說(shuō)明
模塊電路如圖3-3所示，這里使用的是二極管雙平衡混頻模塊ADE-1，該模塊內(nèi)部電路如圖3-5所示。在圖3-3中，本振信號(hào)VL由P3輸入，射頻信號(hào)VS由P1輸入， 它們都通過(guò)ADE-1中的變壓器將單端輸入變?yōu)槠胶廨斎氩⑦M(jìn)行阻抗變換，TP8為中頻輸出口，是不平衡輸出。
圖3-3 二極管雙平衡混頻
圖3-5 ADE-1內(nèi)部電路
在工作時(shí)，要求本振信號(hào)VL>VS。使4只二級(jí)管按照其周期處于開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)，可以證明，在負(fù)載RL的兩端的輸出電壓（可在TP8處測(cè)量）將會(huì)有本振信號(hào)的奇次諧波（含基波）與信號(hào)頻率的組合分量，即pωL±ωS（p為奇數(shù)），通過(guò)帶通濾波器可以取出所需頻率分量ωL+ωS（或ωL—ωS -）。由于4只二極管完全對(duì)稱，所以分別處于兩個(gè)對(duì)角上的本振電壓VL和射頻信號(hào)VS不會(huì)互相影響，有很好的隔離性；此外，這種混頻器輸出頻譜較純凈，噪聲低，工作頻帶寬，動(dòng)態(tài)范圍大，工作頻率高，工作頻帶寬，動(dòng)態(tài)范圍大，缺點(diǎn)是高頻增益小于1。
N1、C5、T1組成諧振放大器，用于選出我們需要的頻率并進(jìn)行放大，以彌補(bǔ)無(wú)源混頻器的損耗。
五、實(shí)驗(yàn)步驟
圖3-4 雙平衡混頻連線框圖
源端口 | 目的端口 | 連線說(shuō)明 |
1號(hào)板：RF OUT1 （幅度最大 f=6.2M） | 7號(hào)板：P3 | 本振信號(hào)輸入 |
3號(hào)板：P1 | 7號(hào)板：P1 | 射頻信號(hào)輸入 |
7號(hào)板：P2 | 6號(hào)板：P3 | 混頻后信號(hào)輸出 |
六、實(shí)驗(yàn)報(bào)告要求
放大器按照電流導(dǎo)通角θ的范圍可分為甲類、乙類、丙類及丁類等不同類型。功率放大器電流導(dǎo)通角
越小，放大器的效率
越高。
甲類功率放大器的
，效率
最高只能達(dá)到50%，適用于小信號(hào)低功率放大，一般作為中間級(jí)或輸出功率較小的末級(jí)功率放大器。
非線性丙類功率放大器的電流導(dǎo)通角
，效率可達(dá)到80%，通常作為發(fā)射機(jī)末級(jí)功放以獲得較大的輸出功率和較高的效率。特點(diǎn)：非線性丙類功率放大器通常用來(lái)放大窄帶高頻信號(hào)(信號(hào)的通帶寬度只有其中心頻率的1％或更小)，基極偏置為負(fù)值，電流導(dǎo)通角
，為了不失真地放大信號(hào)，它的負(fù)載必須是LC諧振回路。
電路原理圖如圖7-1(見(jiàn)P.48)所示，該實(shí)驗(yàn)電路由兩級(jí)功率放大器組成。其中N4、T5組成甲類功率放大器，工作在線性放大狀態(tài)，其中R14、R15、R16組成靜態(tài)偏置電阻。N4、T6組成丙類功率放大器。R18為射極反饋電阻，T6為諧振回路，甲類功放的輸出信號(hào)通過(guò)R17送到N4基極作為丙放的輸入信號(hào)，此時(shí)只有當(dāng)甲放輸出信號(hào)大于丙放管N4基極－射極間的負(fù)偏壓值時(shí)，Q4才導(dǎo)通工作。與撥碼開(kāi)關(guān)相連的電阻為負(fù)載回路外接電阻，改變S1撥碼開(kāi)關(guān)的位置可改變并聯(lián)電阻值，即改變回路Q值。
下面介紹甲類功放和丙類功放的工作原理及基本關(guān)系式。
1、甲類功率放大器
如圖7-1所示，甲類功率放大器工作在線性狀態(tài)，電路的靜態(tài)工作點(diǎn)由下列關(guān)系式確定：
如圖7-1所示，甲類功率放大器的輸出負(fù)載由丙類功放的輸入阻抗決定，兩級(jí)間通過(guò)變壓器進(jìn)行耦合，因此甲類功放的交流輸出功率P0可表示為：
式中，
為輸出負(fù)載上的實(shí)際功率，
為變壓器的傳輸效率，一般為
＝0.75～0.85
圖7-2為甲類功放的負(fù)載特性。為獲得最大不失真輸出功率，靜態(tài)工作點(diǎn)Q應(yīng)選在交流負(fù)載線AB的中點(diǎn)，此時(shí)集電極的負(fù)載電阻RH稱為最佳負(fù)載電阻。集電極的輸出功率PC的表達(dá)式為：
式中，Vcm為集電極輸出的交流電壓振幅；Icm為交流電流的振幅，它們的表達(dá)式分別為：
式中，VCES稱為飽和壓降，約1V
圖7-2 甲類功放的負(fù)載特性
如果變壓器的初級(jí)線圈匝數(shù)為N1，次級(jí)線圈匝數(shù)為N2，則
式中，
為變壓器次級(jí)接入的負(fù)載電阻，即下級(jí)丙類功放的輸入阻抗。
與電壓放大器不同的是功率放大器有一定的功率增益，對(duì)于圖7-1所示電路，甲類功率放大器不僅要為下一級(jí)功放提供一定的激勵(lì)功率，而且還要將前級(jí)輸入的信號(hào)進(jìn)行功率放大，功率放大增益Ap的表達(dá)式為
其中，Pi為放大器的輸入功率，它與放大器的輸入電壓uim及輸入電阻Ri的關(guān)系為
2、丙類功率放大器
1）基本關(guān)系式
丙類功率放大器的基極偏置電壓VBE是利用發(fā)射極電流的直流分量IEO（≈ICO）在射極電阻上產(chǎn)生的壓降來(lái)提供的，故稱為自給偏壓電路。當(dāng)放大器的輸入信號(hào)
為正弦波時(shí)，集電極的輸出電流iC為余弦脈沖波。利用諧振回路LC的選頻作用可輸出基波諧振電壓vc1,電流ic1。圖7-3畫出了丙類功率放大器的基極與集電極間的電流、電壓波形關(guān)系。分析可得下列基本關(guān)系式：
式中，
為集電極輸出的諧振電壓及基波電壓的振幅；
為集電極基波電流振幅；
為集電極回路的諧振阻抗。
式中，PC為集電極輸出功率
式中，PD為電源VCC供給的直流功率；ICO為集電極電流脈沖iC的直流分量。
放大器的效率
為
圖7-3 丙類功放的基極/集電極電流和電壓波形
2）負(fù)載特性
當(dāng)放大器的電源電壓＋VCC，基極偏壓vb，輸入電壓(或稱激勵(lì)電壓)vsm確定后，如果電流導(dǎo)通角選定，則放大器的工作狀態(tài)只取決于集電極回路的等效負(fù)載電阻Rq。諧振功率放大器的交流負(fù)載特性如圖7-4所示。
由圖可見(jiàn)，當(dāng)交流負(fù)載線正好穿過(guò)靜態(tài)特性轉(zhuǎn)移點(diǎn)A時(shí)，管子的集電極電壓正好等于管子的飽和壓降VCES，集電極電流脈沖接近最大值Icm。
此時(shí)，集電極輸出的功率PC和效率
都較高，此時(shí)放大器處于臨界工作狀態(tài)。Rq所對(duì)應(yīng)的值稱為最佳負(fù)載電阻，用R0表示，即
當(dāng)Rq﹤R0時(shí)，放大器處于欠壓狀態(tài)，如C點(diǎn)所示，集電極輸出電流雖然較大，但集電極電壓較小，因此輸出功率和效率都較小。當(dāng)Rq﹥R0時(shí)，放大器處于過(guò)壓狀態(tài)，如B點(diǎn)所示，集電極電壓雖然比較大，但集電極電流波形有凹陷，因此輸出功率較低，但效率較高。為了兼顧輸出功率和效率的要求，諧振功率放大器通常選擇在臨界工作狀態(tài)。判斷放大器是否為臨界工作狀態(tài)的條件是：
圖7-5 非線性丙類功率放大電路連線框圖
源端口 | 目的端口 | 連線說(shuō)明 |
信號(hào)源：RF OUT1 （Vp-p =300mV f=10.7M） | 8號(hào)板：P5 | 射頻信號(hào)輸入 |
信號(hào)源：RF OUT2 | 頻率計(jì)：P3 | 頻率計(jì)實(shí)時(shí)觀察輸入頻率 |
＝10.7MHz（測(cè)試點(diǎn)TP7，Vp-p≈300mV）的高頻信號(hào)， 調(diào)節(jié)中周T5，使TP15處信號(hào)約為3.5V。調(diào)節(jié)T6，使TP9幅度最大。調(diào)諧特性的測(cè)試
將S1設(shè)為“0000”，以0.5MHz為步進(jìn)從9MHz～15MHz改變輸入信號(hào)頻率，記錄TP9處的輸出幅度，填入表7-1。
Fi | 9MHz | 9.5MHz | 10MHz | 10.5MHz | 11MHz | 11.5MHz | 12MHz |
V0 |
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|
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表7-1
負(fù)載特性的測(cè)試
將信號(hào)源調(diào)至10.7M，RF幅度為300mV。8號(hào)板負(fù)載電阻轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)S1(第4位沒(méi)用到)依次撥為“1110”，“0110”和“0100”，用示波器觀測(cè)相應(yīng)的Vc（TP9處觀測(cè)）值和Ve（TP8處觀測(cè)）波形，描繪相應(yīng)的ie波形，分析負(fù)載對(duì)工作狀態(tài)的影響。表中的R19=18歐，R20=51歐，R21=100歐。
等效負(fù)載 | R19//R20//R21 | R20//R21 | R20 |
RL(Ω) |
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VcP-P(V) |
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VeP-P(V) |
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ie的波形 |
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表7-2 Vb＝6V f＝10.7MHz VCC＝5V
先將TP8調(diào)成對(duì)稱的凹陷波形，然后使輸入信號(hào)由大到小變化，用示波器觀察ie波形的變化（觀測(cè)ie波形即觀測(cè)Ve波形，ie＝Ve/R16+R17），用示波器在TP8處觀察
一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?/strong>
二、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容
1、模塊 3 1塊
2、頻率計(jì)模塊 1塊
3、雙蹤示波器 1臺(tái)
4、萬(wàn)用表 1塊
圖5-1 正弦波振蕩器（4.5MHz）
將開(kāi)關(guān)S1的1撥下2撥上， S2全部斷開(kāi)，由晶體管N1和C3、C10、C11、C4、CC1、L1構(gòu)成電容反饋三點(diǎn)式振蕩器的改進(jìn)型振蕩器——西勒振蕩器，電容CCI可用來(lái)改變振蕩頻率。
振蕩器的頻率約為4.5MHz （計(jì)算振蕩頻率可調(diào)范圍）
振蕩電路反饋系數(shù)
F=
振蕩器輸出通過(guò)耦合電容C5（10P）加到由N2組成的射極跟隨器的輸入端，因C5容量很小，再加上射隨器的輸入阻抗很高，可以減小負(fù)載對(duì)振蕩器的影響。射隨器輸出信號(hào)經(jīng)N3調(diào)諧放大，再經(jīng)變壓器耦合從P1-輸出。
1）將開(kāi)關(guān)S1撥為“01”，S2撥為“00”，構(gòu)成LC振蕩器。
2）改變上偏置電位器W1，記下N1發(fā)射極電流Ieo(=
，R11=1K)（將萬(wàn)用表紅表筆接TP2，黑表筆接地測(cè)量VE），并用示波測(cè)量對(duì)應(yīng)點(diǎn)TP4的振蕩幅度VP-P，填于表5-1中，分析輸出振蕩電壓和振蕩管靜態(tài)工作點(diǎn)的關(guān)系。
振蕩狀態(tài) | Vp-p | Ieo |
起振 |
|
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停振 |
|
|
表5-1
分析思路：靜態(tài)電流ICQ會(huì)影響晶體管跨導(dǎo)gm，而放大倍數(shù)和gm是有關(guān)系的。在飽和狀態(tài)下（ICQ過(guò)大），管子電壓增益AV會(huì)下降，一般取ICQ=（1~5mA）為宜。
將頻率計(jì)接于P1處，改變CC1，用示波器從TP8觀察波形及輸出頻率的變化情況，記錄最高頻率和最低頻率填于5-2表中。
fmax |
|
fmin |
|
表5-2
一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?/strong>
二、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容
三、實(shí)驗(yàn)儀器
四、實(shí)驗(yàn)原理及實(shí)驗(yàn)電路說(shuō)明
幅度調(diào)制就是載波的振幅（包絡(luò)）隨調(diào)制信號(hào)的參數(shù)變化而變化。本實(shí)驗(yàn)中載波是由高頻信號(hào)源產(chǎn)生的465KHz高頻信號(hào)，1KHz的低頻信號(hào)為調(diào)制信號(hào)。振幅調(diào)制器即為產(chǎn)生調(diào)幅信號(hào)的裝置。
集成模擬乘法器是完成兩個(gè)模擬量（電壓或電流）相乘的電子器件。在高頻電子線路中，振幅調(diào)制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等調(diào)制與解調(diào)的過(guò)程，均可視為兩個(gè)信號(hào)相乘或包含相乘的過(guò)程。采用集成模擬乘法器實(shí)現(xiàn)上述功能比采用分離器件如二極管和三極管要簡(jiǎn)單得多，而且性能優(yōu)越。所以目前無(wú)線通信、廣播電視等方面應(yīng)用較多。集成模擬乘法器常見(jiàn)產(chǎn)品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。
1)MC1496的內(nèi)部結(jié)構(gòu)
在本實(shí)驗(yàn)中采用集成模擬乘法器MC1496來(lái)完成調(diào)幅作用。MC1496是四象限模擬乘法器，其內(nèi)部電路圖和引腳圖如圖10-1所示。其中V1、V2與V3、V4組成雙差分放大器，以反極性方式相連接，而且兩組差分對(duì)的恒流源V5與V6又組成一對(duì)差分電路，因此恒流源的控制電壓可正可負(fù)，以此實(shí)現(xiàn)了四象限工作。V7、V8為差分放大器V5與V6的恒流源。
圖10-1 MC1496的內(nèi)部電路及引腳圖
2）靜態(tài)工作點(diǎn)的設(shè)定
(1)靜態(tài)偏置電壓的設(shè)置
靜態(tài)偏置電壓的設(shè)置應(yīng)保證各個(gè)晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集-基極間的電壓應(yīng)大于或等于2V，小于或等于最大允許工作電壓。根據(jù)MC1496的特性參數(shù)，對(duì)于圖10-1所示的內(nèi)部電路，應(yīng)用時(shí)，靜態(tài)偏置電壓（輸入電壓為0時(shí)）應(yīng)滿足下列關(guān)系，即
ν8=ν10, ν1=ν4, ν6=ν12
15V≥ν6 (ν12)－ν8 (ν10)≥2V
15V≥ν8 (ν10)－ν1 (ν4)≥2V
15V≥ν1 (ν4)－ν5≥2V
(2)靜態(tài)偏置電流的確定
靜態(tài)偏置電流主要由恒流源I0的值來(lái)確定。
當(dāng)器件為單電源工作時(shí)，引腳14接地，5腳通過(guò)一電阻VR接正電源+VCC由于I0是I5的鏡像電流，所以改變VR可以調(diào)節(jié)I0的大小，即
當(dāng)器件為雙電源工作時(shí)，引腳14接負(fù)電源-Vee，5腳通過(guò)一電阻VR接地，所以改變VR可以調(diào)節(jié)I0的大小，即
根據(jù)MC1496的性能參數(shù)，器件的靜態(tài)電流應(yīng)小于4mA，一般取
。在本實(shí)驗(yàn)電路中VR用6.8K的電阻R15代替.
2、實(shí)驗(yàn)電路說(shuō)明
用MC1496集成電路構(gòu)成的調(diào)幅器電路圖如圖10-2（見(jiàn)P.65）所示。
圖中W1用來(lái)調(diào)節(jié)引出腳1、4之間的平衡，器件采用雙電源方式供電（＋12V，－8V），所以5腳偏置電阻R15接地。電阻R1、R2、R4、R5、R6為器件提供靜態(tài)偏置電壓，保證器件內(nèi)部的各個(gè)晶體管工作在放大狀態(tài)。載波信號(hào)加在V1－V4的輸入端，即引腳8、10之間；載波信號(hào)Vc經(jīng)高頻耦合電容C1從10腳輸入，C2為高頻旁路電容，使8腳交流接地。調(diào)制信號(hào)加在差動(dòng)放大器V5、V6的輸入端，即引腳1、4之間，調(diào)制信號(hào)VΩ經(jīng)低頻偶合電容E1從1腳輸入。2、3腳外接1KΩ電阻，以擴(kuò)大調(diào)制信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)電阻增大，線性范圍增大，但乘法器的增益隨之減小。已調(diào)制信號(hào)取自雙差動(dòng)放大器的兩集電極（即引出腳6、12之間）輸出。
五、實(shí)驗(yàn)步驟
1、連線框圖如圖10-2所示
圖10-2 模擬乘法器調(diào)幅連線框圖
源端口 | 目的端口 | 連線說(shuō)明 |
信號(hào)源：RF OUT1 （Vp-p =600mV f=465K） | 4號(hào)板：P1 | 載波輸入 |
信號(hào)源：低頻輸出 （Vp-p =100mV f=1K） | 4號(hào)板：P3 | 音頻輸入 |
抑制載波振幅調(diào)制：
1）P1端輸入載波信號(hào)，調(diào)節(jié)平衡電位器W1，使輸出信號(hào)VO（t）（TP6）中載波輸出幅度最小（此時(shí)MC1496的1、4腳電壓相等）。
2）再?gòu)腜3端輸入音頻信號(hào)（正弦波），逐漸增加輸入音頻信號(hào)頻率，觀察TP6處最后出現(xiàn)如圖10-3所示的抑制載波的調(diào)幅信號(hào)。（將音頻信號(hào)頻率調(diào)至最大，即可測(cè)得清晰的抑制載波調(diào)幅波）
圖10-3 抑制載波調(diào)幅波形
全載波振幅調(diào)制：
1）先將P1端輸入載波信號(hào)，調(diào)節(jié)平衡電位器W1，使輸出信號(hào)VO（t）（TP6）中有載波輸出（此時(shí)V1與V4不相等, 即MC1496的1、4腳電壓）。
2）再?gòu)腜3端輸入音頻信號(hào)（正弦波），逐漸增大音頻信號(hào)頻率，TP6最后出現(xiàn)如圖11-4所示的有載波調(diào)幅信號(hào)的波形，記下AM波對(duì)應(yīng)Vmax和Vmin，并計(jì)算調(diào)幅度m。
圖10-4 普通調(diào)幅波波形
抑制載波單邊帶振幅調(diào)制：
1）步驟同抑制載波振幅調(diào)制，將音頻信號(hào)頻率調(diào)到10KHz，從P5（TP7）處觀察輸出波形。
六、實(shí)驗(yàn)報(bào)告要求
1、整理實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，畫出實(shí)驗(yàn)波形。
2、畫出調(diào)幅實(shí)驗(yàn)中m＝30％、m＝100％、m > 100% 的調(diào)幅波形,分析過(guò)調(diào)幅的原因。
3、畫出當(dāng)改變W1時(shí)能得到幾種調(diào)幅波形，分析其原因。
4、畫出全載波調(diào)幅波形、抑制載波雙邊帶調(diào)幅波形及抑制載波的單邊帶調(diào)幅波形，比較三者區(qū)別。
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